〜　ロフチン・ホワイト・アンプの現代化を目指して　〜

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　【はじめに】　電圧増幅段と電力増幅段の２段構成、その段間を直結とするロフチン・ホワイト・アンプは１９２０年代に考案された回路です。交流的には非常に簡潔で、部品点数もごく少なくて済みますが、直流的には極めて微妙な高圧バランスの上に乗っかった神経質なアンプと言えます。結合コンデンサや段間トランスを用いていないので低域特性が良い（無帰還シングルアンプとしては…ですが）、過大入力時の応答性が優れている、特性悪化につながるグリッド電流の影響を受けにくいなどのメリットがあり、愛用されている方も多いようで、ネット検索でも４５、２Ａ３、３００Ｂなどの製作例がいっぱいヒットします。

　増幅器の黎明期だった当時はともかく、現代では結合コンデンサの有無で音質に目を見張るほどの違いが出るとも思えませんが、低域時定数が出力トランスのみに限られる直結アンプは負帰還をかける際に大いに有利なことは確かです。

　しかし、ロフチン・ホワイト・アンプは直流配分の難しさに加え、出力管に２Ａ３など入力感度の低い球を使う場合のドライバ段には５極管や１２ＡＸ７など高利得３極管が不可欠のため、出力インピーダンスが高くなって高域特性は目を覆わんばかりの悲惨なものにならざるを得ないという弱点があります。

　右図は当ＨＰで紹介している直熱３極管４５を１２ＡＸ７と同等の高能率３極管６Ｚ−ＤＨ３Ａでドライブするロフチン・ホワイト・アンプの周波数特性ですが、なんとかフラットなのは１０ｋＨｚまでで、あとは奈落の底へまっしぐらという感じです。高域と低域が一気に落ちる、いわゆる「カマボコ」特性ですが、入力容量が４５より相当大きい２Ａ３となるともっと極端で、高域減衰は６ｋＨｚあたりから始まります。

　そこで、直結という音質上の特性を生かしつつ、低インピーダンスドライブや負帰還などで広帯域化、低歪率化、ダンピング・ファクター（D.F.）やクロストークの向上を図り、現代シングルアンプの水準に近づけようとあれこれ試行錯誤したのが本機です。「１台で２度おいしい」グリコ・アンプで、直熱３極管２Ａ３と４５の差し換えが切り替えＳＷだけでＯＫです。

【基本設計】　　たたき台にしたのは、冒頭でも触れました６Ｚ−ＤＨ３Ａ―４５のロフチン・ホワイト・アンプ（下図）。６Ｚ−ＤＨ３Ａで６０倍ちょいの利得を稼いでも、４５は増幅率が低いので総合利得はやっとこさ６．２倍強です。

つまり、１Ｗ出力を得るには０．４５Ｖの入力が必要で、これでは負帰還がかけられる利得の余裕はほとんどありません。また、６Ｚ−ＤＨ３Ａの出力インピーダンスは控えめに見積もっても８０ｋΩはあり、入力容量が比較的小さな４５との組み合わせでも計算上の高域カットオフ周波数（−３ｄＢ）は６６ｋＨｚにしか達せず、かなり厳しい数字です。 　出力インピーダンスを下げようとドライバ段に内部抵抗の小さい球を使えば、パワーが大幅にダウンしますし、十分な利得を得ようと５極管を使えば出力インピーダンスがドンと上がって高域低下が一層ひどくなります。 　いわゆる「二律背反」の典型でして、フルドライブには９０〜１００Ｖp-pもの高入力が必要な２Ａ３や４５を直結のうえ、低インピーダンスでドライブ、なおかつ６ｄＢ程度の負帰還が可能な利得の回路となると、２段構成ではどうあがいても無理で、３段構成にして利得を稼がざるを得ません。
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　そこでの大問題は、ＣＲ結合と違って、段が増えるに連れてウナギのぼりに高くなるB電圧対策をどう解決するかです。

　ＣＲ結合のアンプではドライバ球を２００Ｖ前後のプレート電圧で働かせることが多いのですが、これを何ボルトに設定しようと、図左のようにカップリングコンデンサのおかげで出力管の直流電圧配分にはまったく影響しません。しかし、直結にすると図右のように、ドライバ段のプレート電圧が出力管のグリッド電位となるため、フィラメント（カソード）電圧やプレート電圧が大きくかさ上げされます。

　このため、ドライバ段に気前よく電圧を与えてしまえば、出力段にはとんでもない高圧が必要となって、電源部の手当てが大変です。この「かさ上げ」関係は初段とドライバ段間にも持ち込まれますので、逆にドライバ段への電圧配分をケチると、初段へ回せる電圧はほとんどなくなってしまいます。

　どこを基準に電圧配分をしていくかは人それぞれでしょうが、「主婦の昼メシ」（手近の残りもの・余りもので済ます）的アンプ製作を余儀なくされている当方としては、現実としてＢ＋が何Ｖまで可能かが出発点で、まずは電源部から。
　
　手持ちの電源トランスの中で、今回一番使い勝手が良さそうなのがノグチのＰＭＣ−１７０Ｍ。ＡＣ３５０Ｖを傍熱整流管で両波整流、１３０ｍＡ流すとして整流出力は効率の良い５ＡＲ４ならなんとか４４０Ｖ位は確保できそうです。

　２Ａ３プレートには４２０Ｖ供給できると踏んで逆算すると、カソード電位は４２０Ｖ引く２５０Ｖ＝１７０Ｖ、グリッド電位はカソード電位１７０Ｖからバイアス分４５Ｖを引いた１２５Ｖ、ドライバ段のプレートにかかる電圧は２Ａ３グリッドと同じ１２５Ｖ。うーん、これでは初段に回せる電圧は無きに等しいので、初段は半導体にせざるを得ません。

　ＦＥＴの２ＳＫ３０Ａをドレイン電圧１０Ｖ位で動作させれば、ドライバ段のカソードはそれにバイアス分の３〜４Ｖ程度を加えた１５Ｖ以内に収まり、ドライバ管は先ほどの１２５Ｖからカソード電圧の約１５Ｖを引いたプレート電圧１１０Ｖ位で動作することになります。この電圧で出力９０〜１００Ｖp-pが得られる内部抵抗の低い球で、利得も結構稼げるものとなると、やっぱり６ＤＪ８や６９２２でしょうか。

　以上の大まかな見通しを元に、ざっくり描いた全体像が下図です。



　初段入力が２００ｍＶあれば２Ａ３で約６Ｖ（４．５Ｗ）、４５で約４Ｖ（２Ｗ）が得られ、６ｄＢ位の負帰還は十分かけられそうです。　

【初段】　２ＳＫ３０Ａ（Ｙ）を差動増幅（Ａ級プッシュプル）で使い、回路図上側（ＦＥＴ１）の２ＳＫ３０Ａからのみ出力させています。なぜこんな変則的でややこしいことをするかというと、以前、ぺるけさんのＨＰ「情熱の真空管」内の「私のデータ・ライブラリ」に収録されている「２ＳＫ３０Ａの歪み率特性」を読んでいたので、２ＳＫ３０Ａシングル増幅の歪みの多さが不安だったためです。

　右図は、ぺるけさんが２ＳＫ３０Ａ（Ｙ）のドレイン電圧とドレイン電流を一定（１０Ｖ、１ｍＡ）にしたうえで、ドレイン負荷抵抗値を１０ｋΩ〜５０ｋΩの範囲で動かして歪率を実測されたグラフです（ぺるけさんの了承を得て掲載）。

　なお、赤線および「――今回」とある部分は、当方の差動増幅部分（負荷抵抗１０ｋΩ、ドレイン電圧１２Ｖ弱、ドレイン電流０．８２ｍＡ）の実測データを加筆したものです。

　ぺるけさんの測定では、１０ｋΩ負荷でのシングル動作の歪みは、出力１Ｖで約１．７％、２Ｖでは約３％もあり、「このようなＦＥＴで真空管増幅回路と同程度の歪み率を得ようとすると、（※３０ｋΩより）もう少し高い負荷抵抗が必要なようです」と分析されています。※印は当方の注。

　負荷抵抗を４０〜５０ｋΩにすれば歪みの問題はクリアできそうですが、半導体の場合、出力インピーダンス≒負荷抵抗値なので、今度は高域特性の劣化が避けられず、１２ＡＸ７を使う２段構成のロフチン・ホワイト・アンプとそう変わらないものとなる恐れが出てきます。

　差動増幅にして、その片側からのみ出力させた場合、利得が半分になったうえ、出力インピーダンスが２倍ほど高くなる（のでは？と思われる）デメリットもありますが、２次歪みが打ち消されて歪率がうんと低くなることからこの方式を採用しました。

　平ラグに組んだもの(画像下)を単体で実測したところ、利得は７．８倍。歪率（１ｋＨｚ）は１Ｖ出力時で０．０８１％、２Ｖ出力時で０．３２％、３Ｖ出力時で０．７７％、４Ｖ出力時で１．５３％と好結果が得られました。

　ぺるけさんのデータと比べると赤直線の上昇角度が急になっていて、４Ｖ出力では歪率が３０ｋΩ負荷のシングル増幅と変わらなくなりますが、ドライバ段が６ＤＪ８や６９２２なら２０数倍の利得が見込めますので、２Ａ３のフルドライブには、初段出力は歪率０．２％以内の１Ｖ強で十分な計算です。

　ＦＥＴ１と２（画像で↓の上下一対）にはドレイン電流２ｍＡちょうどのものを、ＦＥＴ３（↓）には１．６ｍＡのものを使いました。ＦＥＴ３は１．６ｍＡの定電流ダイオードでもかまいません。ＦＥＴ２のゲートにあるＶＲ１（↓）は負帰還量の調節用で、ゲート〜アース間が０Ωで無帰還、抵抗値を上げるにつれて負帰還量が増えます。

　画像↓内側の黒↓は、ＦＥＴ１と２のソース間に入れた直流バランス調整用のＶＲ（１００ΩＢ）ですが、結果的に利用価値はほとんどなかったので回路図では省略しました。中央のＶＲ２個は４５に差し替えた時に負帰還抵抗値を設定する回路図のＶＲ２（１ｋΩＢ）です。
　

【ドライバ段】　２Ａ３のフルドライブには９０Ｖp-p、４５のフルドライブには１００Vp-pの交流信号が必要です。これをプレート電圧１００Ｖ程度で低インピーダンス、なるべく低歪みで取り出せる電圧増幅管となると、６ＤＪ８（≒６９２２）や５６８７などに限られてきます。５６８７のほうが６ＤＪ８や６９２２より余裕を持ってドライブできそうですが、μが１６程度と低いため総合利得を計算するとやや厳しそうなので、６９２２を使いました。

６９２２	ドライバ段ロードライン

　電圧増幅管の場合、メーカー公表のEp-Ip特性グラフは測定範囲が広がり過ぎていて、私たちがよく利用する曲線の立ち上がり付近の様子が大雑把でわかりにくいことがよくあります。６９２２もなかなか適当なグラフがなくて、上図はまたまたぺるけさんのデータ（ＨＰ「情熱の真空管」内の「私のデータ・ライブラリ」内の「6DJ8/6922特性実測データ」）をお借りし（ぺるけさん了承済み）、その上にＥｐ１００Ｖ、Ｉｐ３ｍＡを動作点とした４７ｋΩ負荷のロードラインを引いたものです。

　直結ですので直流負荷＝交流負荷となり、ロードラインは１本ですみます。これによりますと、グリッドに±２Ｖ（交流電圧計表示で約１．４１Ｖ）を入力してやればプレートからは４５Ｖ←→１５０Ｖの範囲、すなわち１０５Ｖp-p（交流電圧計表示で約３７．１Ｖ） が取り出せて、２Ａ３や４５のフルスイングが可能です。利得は１０５V÷４V＝２６．２５倍と推定でき、実測値はそれよりやや少ない２３．４８倍でした。

　６９２２グリッドに入れたＲ５（３ｋΩ）は発振防止抵抗です。６９２２はｇｍが極端に高い球ですから、配線の引き回しなどで簡単に発振します。Ｒ５や負荷抵抗のＲ８（４７ｋΩ）、カソード抵抗のＲ６（２．２ｋΩ）などはラグ板などに置かず必ずソケットのピンに直付けし、管内シールドにつながる９番ピンやソケットセンターピンをアースするのはもちろんのこと、空いている片側ユニットの各ピンもアースした方が安心です。

　カソードのＶＲ３（５ｋΩ）は歪率の微調整用で、大体はセンター位置位で使うことになるはずです。

【出力段】　２Ａ３と４５を無調整で差し替えるにはどうすればいいか、がここでの最大の課題で、それぞれの代表的なシングル動作例は下表の通りです。

	２Ａ３	シングル動作例	４５
	２５０Ｖ	プレート電圧	２５０Ｖ
	６０ｍＡ	プレート電流	３４ｍＡ
	１５Ｗ	プレート損失	１０Ｗ
	２．５ｋΩ	プレート負荷	３．９ｋΩ
	−４５Ｖ	バイアス	−５０Ｖ
	２．５Ｖ２．５Ａ	フィラメント	２．５Ｖ１．５Ａ
	３．５Ｗ	出力	１．６Ｗ

　出力トランスは２０W級のタンゴ・ＦＷ−２０Ｓ。２次側の切り替えで３段階（２．５〜３．５〜５ｋΩ）にインピーダンス設定できますが、プレート負荷は２Ａ３、４５とも３．５ｋΩ共通とします（理由は手持ちの２回路２接点ＳＷを使い切ってしまったことによる「めんどうくさい病」です…）。直結回路はどうしても、Ｂ電源の電圧変化や前段の動作点変動などの影響を受けやすいので、安定的な動作をさせるため初段と出力段を定電流、定電圧回路で縛ったうえ、２Ａ３と４５に適した電流・電圧をトグルＳＷで切り替えることにしました。

電圧配分模式図	２Ａ３ロードライン　　　　拡大図はこちら	４５ロードライン　　　　拡大図はこちら

　２Ａ３の動作はプレート電圧２５０Ｖ、プレート電流５５ｍＡ、プレート負荷３．５ｋΩ、バイアス−４５Ｖを目安にしました。なぜ６０ｍＡにしなかったかというと、我が家の場合、世の中の電力使用のピーク時にはＡＣ電圧が１００Ｖを割るのですが、この電源トランス（ＰＭＣ−１７０Ｍ）では、６０ｍＡに設定すると整流電圧の降下が著しくてプレートに定電圧を供給できなくなることがあったためです。

　４５の場合は、プレート電圧２５０Ｖ、プレート電流３５ｍＡ、プレート負荷３．５ｋΩ、バイアス−５０Ｖを目安に動作させました。それぞれの電圧配分はおおむね模式図のようになります。ロードラインは表のような具合で、いずれも最適化されていないため、これから得られる計算上の最大出力は２Ａ３で３W強、４５で２Ｗ弱といったところです。(※追記　最終的には２Ａ３プレート電圧を５Ｖほど上げ、動作点を少しグラフの右側へ移しましたので、５Ｗが得られています)

　定電流回路は、電圧可変型３端子レギュレータ「ＬＭ３１７Ｔ」を使ったお手軽なもので、ＬＭ３１７Ｔはｏｕｔとａｄｊの両端子間が１．２５Ｖを保って動作するように作られているので、両端子間に電流値決定抵抗をはさんでやればオームの法則に基づいた一定電流が流れます。例えば６０ｍＡの定電流が必要なら１．２５Ｖ÷０．０６Ａ＝２０．８３Ωを挿入すればいい計算です。

　４５の場合はＲ９（３６Ω）が電流値決定抵抗で、１．２５÷３６＝０．０３４７Ａが得られます。２Ａ３の場合はＲ９（３６Ω）とＲ１０（６２Ω）の並列値２２．７８Ωが電流値決定抵抗となり、１．２５÷２２．７８＝０．０５４９Ａとなります。Ｃ６はＬＭ３１７Ｔの発振防止用で、極力ＩＮ端子に近いところに取り付けて下さい。

　ＬＭ３１７Ｔの入出力電圧差の最大定格は４０Ｖ。１６０Ｖ以上あるフィラメントにこのままつなぐと壊れてしまうので、その９０％程度をセメント抵抗などに吸収させてやります。ロフチン・ホワイト・アンプは、カソード（フィラメント）抵抗値が固定なので電圧や電流の調整がやりにくいのに対し、この方式ですと電流はプレート電圧やグリッド電位の影響をまったく受けずに一定ですし、カソード電圧が変化しても定電流回路が変動分を自動的に吸収してくれます。模式図で２Ａ３のカソード電圧は１６３Ｖですが、２．７ｋΩのカソード抵抗を入れると０．０５５Ａ×２７００Ω＝１４８．５Ｖが消費され、ＬＭ３１７Ｔは１６３Ｖ−１４８．５Ｖ＝１４．５Ｖを分担する計算です。

　ＬＭ３１７Ｔに５５ｍＡを流して１４．５Ｖを吸収させると、発熱量は０．０５５×１４．５＝０．７９７５Ｗになりますので、小型の放熱板をつけるか、シャーシにへばりつけて下さい（もちろん、絶縁シート付きで）。画像上でシャーシにへばりついている半導体３個のうち下側２個がＬＭ３１７Ｔ、上側の１個は平滑兼定電圧回路のパワーMOS-FET・２ＳＫ２６０８です。

【電源部】　傍熱整流管５ＡＲ４は、直熱管の混じった直結アンプづくりには必須のアイテムです。シリコン・ダイオードや直熱整流管を使うと電源投入後すぐにＢ電圧が出力されますが、まだ傍熱管の６９２２は暖まっていないので電流が流れず、６９２２のプレートすなわち２Ａ３のグリッドには４００Ｖ以上の高圧がかかります。ところが直熱管の２Ａ３は既に動作状態にありますので、バイアスが狂って電流制御が効かず過電流によってプレートが赤熱する事態を招きます。５ＡＲ４ですと出力Ｂ電圧が徐々に上昇、必要出力電圧に達するまで２０〜３０秒ほど（※冷却時スタートで）かかり、その間に傍熱管のカソードも暖まるので赤熱の心配は無用になります。

　平滑兼定電圧回路は、パワーMOS-FETの２ＳＫ２６０８（ドレイン・ソース間電圧９００Ｖ）を使った簡単なもので、Ｒ２２（７５ｋΩ）とＣ１２（３３μＦ）でリップルを除去、ＺＤ２（５本直列）で４３０Ｖにして２ＳＫ２６０８のゲートを縛ってあります。設計段階では４４０Ｖ定電圧確保をもくろんでいたのですが、消費電流の少ない４５の場合はクリアできても、２Ａ３になると４３０Ｖ確保がギリギリでした。

　我が家のＡＣ１００Ｖラインは２Ｖ以上も平気で変動しますので、５ＡＲ４のＤＣ出力も１０Ｖ位は上下します。ＣＲ結合アンプなら気にもならない程度の変動ですが、直結アンプの場合はバイアスや電流へもろに影響し、計るたびにデータが大きく異なる羽目に陥ります。採用したのはお手軽な定電圧回路ですが、４３０Ｖ台後半の入力があれば変動を１０分の１以下に押さえることができます。Ｃ１１（０．１μ）は念のための２ＳＫ２６０８の発振防止用ですが、なくても問題ありませんでした。

　初段のマイナス電源は、シリコン・ダイオードの順方向電圧を利用、１Ｎ４００２（１００Ｖ）の５本直列で約−３．９Ｖを得ています。

【レイアウトなど】　シャーシはネット・オークションで「２Ａ３/３００Ｂシングルアンプ用」と称して販売されていたものです。飾り板も含め４００×２６０×６０ｍｍの穴あけ済み鉄板製。

　両ＣＨで計１６Ｗ以上の発熱量があるカソード抵抗のレイアウトをうまく処理するにはどうすればよいのか、あれこれ思案の末に、電源トランスと出力トランスの間にあるブロック電解Ｃ取り付け用の直径３０ｍｍの大穴２個の下に２０Ｗセメント抵抗６本を配置、熱を大穴２個から逃がすことにしました。

　２Ａ３と４５を差し替えた場合の負帰還切り替え用ＳＷ１は、ＭＴ管ソケット用の穴を埋めて取り付けています。プレート電流を切り替えるＳＷ２と３、プレート電圧を調整するＳＷ４と５は、５ＡＲ４の裏側に小穴をあけて設けました。

　初段は２０Ｐ平ラグに組んで、シャーシ前面の裏側に取り付けました。

【調整】部品の欠陥や配線ミスがなければ、各部のＤＣ電圧・電流はほぼ右図に準じたものになるはずです。 　初段と出力段を電圧、電流ともに縛っていますので、交流的な調整箇所は６９２２のカソードに入っているＶＲ３（５ｋΩＢ）１カ所しかありません。 　まず、電源の投入前にＶＲ３の抵抗値を３ｋΩ位に設定したうえで、６９２２のカソードとプレートの電圧をチェックします。ＶＲを微調整してカソード電圧がＤＣ１５Ｖ前後、プレート電圧が１１５ＶほどになればＯＫです。 　歪率計をお持ちでしたら、上記の状態から歪率をチェック、歪率が最小になるようさらにＶＲ３を微調整すれば完璧です。
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【基本特性】

<2A3周波数特性>

　下のグラフは赤線が６．１ｄＢの負帰還をかけた仕上がり状態、青線がその前の無帰還状態、茶線は１０年ほど前に同じ２Ａ３と出力トランス、６ＺＤＨ３Ａの構成で作ったロフチン・ホワイト・アンプの周波数特性です。
　低インピーダンスドライブと負帰還などの効果で、高域は予想通りきれいに伸びました。低域はもう少しフラットになるのを期待してたのですが、シングル出力トランスの直流磁化による低域悪化という宿命からは、当たり前ですが逃れられませんでした。
　※ロフチン・ホワイト・アンプのデータは測定当時の低周波発振器の限界から（つまるところ安物のため）、２０Ｈｚ以下と１００ｋＨｚ以上は取れていません。

　（追記　この低域のだらしなさ、回路構成からはどうしても納得できなくて出力トランスを内容的には同等のタンゴU-808に替えてみたところ、９Ｈｚまでフラット、５Ｈｚでも−2.5dBと大幅に改善されました。U-808よりも高価なくせに一体何なんだ！　使用したFW-20S固有の問題なのか、FW-20Sに共通する低域特性のだらしなさなのかは検証できていませんが、左右２個とも同じレベルでしたので、おそらくは共通する特性なのでしょう）

※　いずれも上段が原形波　下段が再生波（１Ｗ、８Ω負荷、負帰還量6.1dB）

<２Ａ３歪率特性>

１ｋＨｚと１０ｋＨｚについては、シングルアンプとしては上々の結果が出ました。ただ、いくら低域の歪みが多くなるシングルアンプとはいえ、１００Ｈｚについてはもう少し低くてもいいと思うのですが、出力トランスの低域特性が影響しているのかも知れません。 （追記　案の定、出力トランスをU-808に替えてみたところ、１ｋＨｚと１０ｋＨｚはほとんど変化なしなのに、１００Ｈｚは１Ｗ時で０．２７％→０．１９％、２Ｗ時で０．４５％→０．３３％などおしなべて２０〜３０％も歪みが減りました。） 　いくら２．５Ｖとはいえ、交流点火によるフィラメント・ハムの影響で残留雑音が傍熱管の３倍前後はあるため、０．２〜０．３Ｗ以下の微少出力領域では歪率が左肩上がりカーブを描きます。直流点火にすれば、このあたりの歪みはかなり下がるのでしょう。 　ＲＣＡなどのデータでは、２Ａ３はＡ級シングルで最大出力３．５Ｗ（歪率５％）となっていますが、本機では初段の低歪率化、６９２２による低インピーダンスドライブ、２Ａ３の負荷インピーダンス３．５ｋΩ設定、負帰還などの相乗効果で３．５Ｗ（１ｋＨｚ）での歪みは０．８％にとどまり、歪率５％での最大出力は５Wを確保できました。

<2A3ch間クロストーク>

音の定位の善し悪しに大きく影響するのがチャンネル間クロストーク。いくら音源が良くても、チャンネル間の音漏れが多いと、極端な話ですがモノラル録音に毛の生えた程度の臨場感になる恐れもあります。 　基本的に音漏れは、低域ではＢ電源を介して、高域では左右ＣＨのパーツ、配線の接近などによる飛びつきで生じるとされており、可聴帯域で-60dB(1000分の１)以下というのがある程度の目安のようです。クロストークの向上にとって一番てっとり早いのがモノラルアンプ２台（もちろん別電源、別シャーシで）を組み上げることですが、手間もコストも大変。 本機では低域については極力オーディオ信号がＢ電源に回りにくくなるよう、初段、ドライバ段、出力段別にデカップリング抵抗を挿入、さらにこれを左右別に分けています。高域対策としては、左右のパーツの接近や配線のクロスを極力避ける配置とし、可聴帯域で-70dB（約3000分の１）以下に押さえ込むことができました。

※　0db=3.16V

<４５周波数特性>

２Ａ３の場合と比べ、低域の落ち込みが顕著ですが、これは�@４５の最大出力が２Ａ３の半分以下なのに、同じ１Ｗ出力状態で測定しているため�A低域が厚ぼったい２Ａ３、高域に比べて低域が薄めの４５、という真空管のキャラクターの違い--によるものでしょう。 　２Ａ３の場合と同様に２５０ｋＨｚ付近に出力トランスに起因するピークが見られます。回路図では負帰還回路の位相補正用コンデンサの数値が抜け落ちていますが、１０００ｐＦをかました結果、結構素直な波形が得られました＝画像右下。 　 （追記　U-808なら5Hzで-4.9dB、10Hzで-1.8dBにまで改善されました）

※いずれも上段が原形波　下段が再生波（１Ｗ、８Ω負荷、負帰還量6dB）

<45歪率特性>

２Ａ３の場合と同様、１００Ｈｚの歪みが１ｋＨｚや１０ｋＨｚに比べかなり多くなっています。 （追記　こちらも出力トランスの低域特性にからむもので、U-808なら０．５Ｗ時で０．４６％→０．３６％、１Ｗ時で０．８５％→０．６６％など全出力帯で１００Ｈｚの歪みが２２〜４４％も減りました） また、これまで作ってきたいくつかの４５シングルアンプと比べても、全体的に歪みがやや多い感じですが、原因として�@プレート負荷を通常より低い３．５ｋΩ設定にしている�A前段との歪み打ち消し最適ポイントを２Ａ３の設定のまま使っている�B電源トランスの２．５Ｖ巻き線に余裕がありすぎて、フィラメント電圧が約２．８Ｖと少し高いためハムが多く、これが歪率を押し上げている―ことが推測されます。 　この３点をきっちり手当てしてやれば、最小歪率で０．１％を切れると思いますが、そのためには計３個の切替スイッチ（出力トランスの一次インピーダンス切替用、ドライバ段カソードＶＲの切り替え用、フィラメントＡＣ電圧降下用）追加が必要ですので、めんどうくさいからまあいいか、ということにしています。

<簡単なまとめ>

　サブタイトルで「ロフチン・ホワイト・アンプの現代化を目指して」などと大上段に振りかぶってみたものの、２Ａ３と４５というかなりキャパシティの違う真空管を使った互換アンプなので、設計段階からかなり妥協したり目をつぶったりしたところがあって、アブハチ取らずになるのではと危惧してたのですが、結果的にはそこそこの仕上がりになりました。とくに、２Ａ３については予想以上でした。

　「そこそこ」とは一体どの程度なんだ？　との突っ込みがありそうですが、２Ａ３は個人的にはあまり食指のわく球ではないので２，３台作った程度の経験しかなく、この球の本当の実力の程は私にはよくわかりません。２Ａ３シングルアンプ製作例はネット検索で山ほど引っかかるものの、残念ながら詳細な測定データがあるのはごく一部ですし、中には「１２ＡＸ７−２Ａ３無帰還アンプの周波数特性が１００ｋHｚで−３ｄＢ」などと、理論的にもにわかに信じがたいものも見受けられます。

　そうしたなか、いくつかの比較候補の中から到達目標としたのが、ぺるけさんの「情熱の真空管」＜６Ｂ４Ｇシングル・アンプ＞のデータ。同じ３段構成でも当機とは回路設計はかなり異なりますが、基本構成から細部に至るまでよく練られた完成度の高いアンプだと思います。本機は低域特性など一部を除き、「６Ｂ４Ｇシングル・アンプ」のレベルと大差なかったことが「そこそこ」とした根拠です。

　互換アンプと銘打ったものの、出力管を差し替えるだけで万事ＯＫという訳にはいかず、差し替えの際にハム・バランサの微調整は必要です（個別の球によっては微調整不要のケースもありますが）。それでも、いちいち半田ごてを握らなくてもいいので、１分もかかりません。(2012.02.18)


　同じ回路ですので、私のような”耳の凡人”にも２Ａ３と４５の音色の違いがよくわかります。２Ａ３特有の音の重さ（良く言えば重厚、あしざまに言えば鈍重）は相変わらずですが、高域までよく伸びているせいか、２段構成アンプのような全体に詰まったような感じが薄らいでいて、なかなか元気のいい音色を響かせてくれます。４５は、力強さにはやや欠けるものの、中高域の品位の高さに加え、ひとつひとつの音に立体感があって、このあたりは他の球がなかなか追随できない魅力で、「真空管界の貴婦人」と呼ばれる所以でしょう。（2012.03.10追記）

<追補　　ある違和感について>

　最初に音出しして以来、ずっと感じているのは音色への「何とない違和感」。２段構成の４５ロフチン・ホワイトと比べ、帯域、歪み率、D.F、ｃｈ間クロストークなどデータ的にはすべてにおいて優秀なのですが、いわゆる「好みの音」と少し違うのです（２Ａ３については、余り聴き込んだ経験がないので何とも言えません）。これは「音楽好きだけど電気音痴」のかみさんも一緒のようで、「前のほう（２段構成の４５ロフチン・ホワイト）がずっと良い」とキッパリ！

　どうしてこうなるのか？　球は４５ロフチン・ホワイトの４５を抜いて使ってますし、繋いでいるスピーカーも一緒。出力トランスは別物（タンゴＵ−８０８とＦＷ−２０Ｓ）ですが、経験的には違和感を伴うほどの音色の違いには繋がらないように思います。

　初段に半導体の差動回路を入れており、この影響かとも思ったのですが、もしそうだとするなら、繋いでいるＣＤプレーヤーにはすでにてんこもりの半導体と差動回路が詰まっている訳でして、あまり説得力がなさそうです。

　そう考えると、一番の「？」は出力段の定電流化もしくは定電流化のためのＬＭ３１７Ｔの存在なのかも知れません。そういうことがあり得るのかどうか、あるとすればいかなる理由でそうなるのか、私の脳みその及ぶ領域ではありませんが、一度、定電流化をやめて抵抗のみの回路に戻し、音色に違いが出るのか否かは試してみようと思っています。違いが出なければ振り出しに戻らざるを得ませんが、どなたかアドバイス、ヒントなど頂ければ幸いです。（2012.04.18）


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